較新型的MOSFET具有更低的傳導損耗和開關損耗，在直到600V的中等電壓應用中正在取代IGBT。設計替代性能源電力系統、UPS、開關電源（SMPS）和其他工業系統的工程師正不斷設法改進這些系統的輕載和滿載效率、功率密度、性和動態性能。風能是快的能源之一，一個應用實例就是風力機葉片控制，其中使用了大量的MOSFET器件。通過迎合不同的應用需求，特定應用的MOSFET可以幫助實現這些改進。
其它需要新型和特定MOSFET解決方案的近期應用，包括易于安裝在家庭車庫和商業停車場的電動汽車（EV）充電系統。這些EV充電系統將通過光伏（PV）太陽能系統和公用運行。壁掛式EV充電站須實現快速充電。對于通信電源而言，PV電池充電站也將變得重要。
三相電機驅動和UPS逆變器需要相同類型的MOSFET，但PV太陽能逆變器可能需要不同的MOSFET，如Ultra FRFET MOSFET和常規體二管MOSFET。近幾年，業界大量投資PV太陽能發電。大多數開始于住宅太陽能項目，但較大的商業項目正在出現：諸如多晶硅價格從2007年400美元/千克跌落至2009年70美元/千克等，都了大的市場。
正在普及的并網逆變器是一種將直流電轉換為交流電并注入現有公用的逆變器。直流電源由可再生能源產生，比如小型或大型的風力機組或PV太陽能電池板。該逆變器也被稱為同步逆變器。當連接至時，并網逆變器才會工作。今天市場上的逆變器采用了不同的拓撲設計，取決于設計的權衡要求。式逆變器采用不同設計，以按照整、滯后或功率因數供電。
對PV太陽能系統的市場需求早已存在，因為太陽能可以幫助降低高峰電力成本，能夠消除燃料成本的波動性，可為公用提供更多的電力，還可作為“綠色”能源進行推廣。
美國已經設定了目標，要求電力的80%來自綠色能源。原因如上所述，結合美國的目標，PV太陽能解決方案已經成為一個不斷的市場。這帶來了對MOSFET器件不斷的需求。如果優化不同拓撲的MOSFET器件，終端產品的解決方案可實現顯著的效率。
高開關頻率應用需要以RDSON為代價來降低MOSFET的寄生電容，而低頻應用卻要求以降低RDSON為優先級。對于單端應用，MOSFET體二管的恢復并不重要，但對于雙端應用卻重要，因為它們需要低tRR、QRR和更軟的體二級管恢復。在軟開關雙端應用中，這些要求對于性其重要。在硬開關應用中，隨著工作電壓增加，導通和關斷損耗也將增加。為減少關斷損耗，可以根據RDSON來優化CRSS和COSS。
MOSFET支持電壓開關（ZVS）和電流開關（ZCS）拓撲，不過IGBT卻支持ZCS拓撲。通常，IGBT用于大電流和低頻開關，而MOSFET則用于小電流和高頻開關?；旌夏Ｊ焦ぞ呖梢杂脕碓O計特定應用的MOSFET。在硅和溝槽技術方面的進展降低了導通電阻（RDSON）和其他動態寄生電容，并改進了MOSFET的體二管恢復性能。封裝技術也在這些特定應用的MOSFET中發揮了作用。
逆變器系統
DC-AC逆變器廣泛用于電機驅動、UPS和綠色能源系統。通常，高電壓和大功率的系統使用IGBT，但對于低壓、中壓和高壓（12V至400V輸入直流總線）而言，通常使用MOSFET。在用于太陽能逆變器、UPS逆變器和電機驅動逆變器的高頻DC-AC逆變器中，MOSFET已獲得普及。在直流總線電壓大于400V的某些應用中，高壓MOSFET被用于小功率應用。MOSFET具有一個固有的開關性能很差的體二管，該二管通常會在逆變器橋臂的互補MOSFET中帶來高開通損耗。在單開關或單端應用（例如PFC、正激或反激轉換器）中，體二管并未正向偏置，因而可以忽略它的存在。低載頻逆變器承受著附加輸出濾波器的尺寸、重量和成本的負擔；高載頻逆變器的優勢則是更小、更的低通濾波器設計。MOSFET是這些逆變器應用的理想之選，因為它們可以工作在較高的開關頻率下。這能減少射頻干擾（RFI），因為開關頻率電流分量在逆變器和輸出濾波器內部流動，從而消除了向外流動。
針對逆變器應用的MOSFET的要求包括：
特定的導通電阻（RSP）應該較小，來減少導通損耗。器件到器件的RDSON變化應該較小，這有兩個目的：在逆變器輸出端的DC分量較少，且該RDSON可以用于電流檢測來控制異常狀況（主要在低壓逆變器中）；對于相同的RDSON，低RSP可以減少晶圓尺寸，從而降。
當晶圓尺寸減小時，可以使用非箝位感應開關（UIS）。應該采用良好的UIS來設計MOSFET單元結構，且不能有太多的讓步。通常，對于相同的晶圓尺寸，相比平面MOSFET，現代溝槽MOSFET具有良好的UIS。薄晶圓減小了熱阻（RthJC），在這種情況下，較低的品質因數（FOM）可以表示為RSP×RthJC/UIS。3.良好的工作區（SOA）和較低的跨導。
會有少量柵漏電容（CGD）（米勒電荷），但CGD/CGS比須低。適度高的CGD可以幫助減少EMI。低的CGD增加了dv/dt，并因此增加了EMI。低CGD/CGS比降低了擊穿的可能性。這些逆變器不在高頻下工作，因而允許柵R有少許增加。因為這些逆變器工作在中等頻率上，所以可以允許有稍高的CGD和CGS。
即使在該應用中工作頻率已較低，但降低COSS有助于減少開關損耗。同時也允許稍微COSS。
開關期間的COSS和CGD突變會引起柵振蕩和較高過沖，長時間后將有可能損壞柵。這種情況下，高源漏dv/dt會成為問題。
高柵閾值電壓（VTH）可以實現更好的噪性和更好的MOSFET并聯。VTH應該過3V。
體二管恢復：需要具有低反向恢復電荷（QRR）和低反向恢復時間（tRR）的更軟、更快的體二級管。同時，軟度因子S（Tb/Ta）應大于1。這將減小體二管恢復dv/dt及逆變器直通的可能性。活躍的體二管會引起擊穿和高壓問題。
在某些情況下，需要高（IDM）脈沖漏電流能力來提供高（ISC）短路電流擾度、高輸出濾波器充電電流和高電機起動電流。
通過控制MOSFET的開通和關斷、dv/dt和di/dt，可控制EMI。
通過在晶圓上使用更多的絲焊來減少共源電感。
在快速體二管MOSFET中，體二管的電荷生命周期縮短，因而使得tRR和QRR減小，這導致帶體二管的MOSFET與外延二管相似。該特性使得該MOSFET成為針對各種不同應用的高頻逆變器（包括太陽能逆變器）的選擇。至于逆變器橋臂，二管由于無功電流而被迫正向導通，這使得它的特性更為重要。常規MOSFET體二管通常具有長反向恢復時間和高QRR。如果在負載電流從二管向逆變器橋臂的互補MOSFET轉換的過程中，體二管被迫正向導通了，那么在tRR的整個時間段，電源將被抽走很大的電流。這增加了MOSFET中的功率耗散，且降低了效率。而效率是重要的，尤其是對于太陽能逆變器而言。
活躍體二管還會引入瞬時直通狀況，例如，當其在高dv/dt下恢復，米勒電容中的位移電流能夠對柵充電到VTH以上，同時互補MOSFET會試圖導通。這可能引起總線電壓的瞬時短路，增加功率耗散并導致MOSFET失效。為避免此現象，可連接外部的SiC或常規硅二管與MOSFET反向并聯。因為MOSFET體二管的正向電壓較低，肖特基二管須與MOSFET串聯連接。另外，還須在MOSFET與肖特基二管組合的兩端跨接反并聯SiC。當MOSFET反偏時，外部SiC二管導通，并且串接的肖特基二管不允許MOSFET體二管導通。這種方案在太陽能逆變器中已經變得普及，可以效率，但卻增加了成本。
飛兆半導體采用FRFET的UniFET II MOSFET器件是一種高壓MOSFET技術功率器件，適合以上所列應用。與UniFET MOSFET相比，由于RSP減小，UniFET II器件的晶圓尺寸也減小，這有助于改進體二管恢復特性。這種器件目前有兩個版本：具有較好體二管的F型FRFET器件，和具有市場上QRR和tRR的U型Ultra FRFET MOSFET。Ultra FRFET型可以省去逆變器橋臂中的SiC和肖特基二管，同時相同的效率并降。在這種情況下，QRR已經從3100nC減少到260nC，并且二管開關損耗也顯著降低。
導通傳播延遲、電流和電壓振鈴被減小，串聯肖特基二管的傳導損耗也被消除。相比UniFET MOSFET，UniFET II器件還具有較低的COSS，因而開關損耗被減小。
電池供電離線UPS逆變器
在中壓應用中，飛兆半導體的PowerTrench MOSFET技術是針對此類逆變器的不錯的解決方案。
相比于相同MOSFET，其開通損耗也降低了約20%，如圖5所示。該體二管具有較低的tRR和QRR。根據表1，低QGD/QGS比了逆變器的性。這種MOSFET技術支持離線UPS逆變器。
開關電源市場
通過結合改進的電源電路拓撲和概念與改進的低損耗功率器件，開關電源行業在功率密度、效率和性方面，正在經歷性的發展。移相-脈寬調制-電壓開關-全橋（PS-PWM-FB-ZVS）和LLC諧振轉換器拓撲利用FRFET MOSFET作為功率開關實現了這些目標。LLC諧振轉換器通常用于較低功率應用，而PS-PWM-FB-ZVS則用于較高功率應用。這些拓撲具有以下優勢：減少了開關損耗；減少了EMI；相比準諧振拓撲減少了MOSFET應力；由于增加了開關頻率，了功率密度，因而減小了散熱器尺寸和變壓器尺寸。
用于移相全橋PWM-ZVS轉換器和LLC諧振轉換器應用的MOSFET要求包括：具有較低tRR和QRR以及軟度的快速軟恢復體二管MOSFET，這能dv/dt和di/dt擾性，降低二管電壓，并增加性；低QGD和QGD對QGS之比：在輕載下，將出現硬開關，并且高CGD*dv/dt會引起擊穿；在關斷和導通期間，柵內部較低的分布R對ZVS關斷和不均勻電流分布有益；輕載下，低COSS可擴展ZVS開關，此時 ZVS開關變為硬開關，低COSS將減少硬開關損耗；該拓撲工作在高頻下，需要優化的低CISS MOSFET。
以上應用推薦使用FRFET、UniFET II和SupreMOS MOSFET。常規MOSFET體二管會引起失效。例如SupreMOS MOSFET FRFET MOSFET（FCH47N60NF）就適用于此拓撲，因為tRR和QRR已有改進。另外，會引起失效的活躍二管也已改進。
離線式AC/DC
通常，AC電源經整流輸入大電容濾波器，且從該電源抽取的電流為大振幅窄脈沖，該級形成了SMPS的前端。大振幅電流脈沖將產生諧波，而引起對其它設備的嚴重干擾，并減少可以獲得的功率。失真的線路電壓將引起電容器過熱、電介質應力和緣過壓；失真的線路電流將增加配電損耗，并減少可用功率。利用功率因數校正，可以合管理規范，減少因上述應力而導致的器件失效，并通過增加從電源獲得的功率，改進器件效率。
功率因數校正是一種使輸入盡可能變成純阻性的方法。與典型的SMPS只有0.6到0.7的功率因數值相比，這令人滿意，因為電阻具有整功率因數。這使得配電系統能夠以效率運行。
功率因數控制升壓開關的要求包括：
低QGD×RSP品質因數。QGD和CGD會影響開關速率，低CGD和QGD會減少開關損耗，低RSP會減少傳導損耗。
對于硬開關和ZVS開關，低COSS將減少關斷損耗。
低CISS將減少柵驅動功率，因為PFC通常工作在100KHz以上的某個頻率。
高dv/dt擾能力以實現運行。
如果需要MOSFET并聯，高柵閾值電壓（VTHGS）（3~5V）可以提供幫助，并且其提供的擾性可經受dv/dt狀況再次出現帶來的影響。
動態開關期間，MOSFET寄生電容的突變會導致柵振蕩，而增加柵電壓。這會影響到長期的性。
柵R重要，因為高R會增加關斷損耗，尤其是在ZVS拓撲中。
針對這一應用，推薦使用UniFET、UniFET II、常規SuperFET和SupreMOS MOSFET。FCH76N60N是市場上采用TO-247封裝、具有RDS（ON）的結MOSFET之一。通過SupreMOS技術，設計工程師可以效率和功率密度。FCP190N60是新加入到SuperFET II系列MOSFET的產品。相比SuperFET I MOSFET，RSP了1/3，使之成為離線AC-DC應用的理想選擇。
次級側同步整流：同步整流也被稱為“有源”整流，它采用MOSFET替代二管。同步整流用于整流效率。通常，二管的壓降會在0.7V至1.5V之間變化，而在二管中產生較高功率損耗。在低壓DC/DC轉換器中，該壓降顯著，將導致效率下降。有時會使用肖特基整流器來代替硅二管，但由于電壓升高，其正向壓降也將增加。在低壓轉換器中，肖特基整流無法提供的效率，因而這些應用需要同步整流。
現代MOSFET的RSP已經顯著減小，并且MOSFET的動態參數也已得到優化。當二管被替換為這些有源受控MOSFET，便可實現同步整流。如今的MOSFET能夠有幾毫歐的導通電阻，并且可以顯著降低MOSFET的壓降，即便是在大電流下。相比二管整流，這顯著地了效率。同步整流不是硬開關，它在穩態下具有電壓轉換。在導通和關斷期間，MOSFET體二管導通，使得MOSFET的壓降為負，并引起CISS增加。由于這種軟開關，柵恒壓（plateau）轉變為，從而地減少了柵電荷。
以下是對同步整流的某些主要要求：低RSP；低動態寄生電容：這減少了柵驅動功率，因為同步整流電路通常工作在高頻下；低QRR和COSS減少了反向電流，當此拓撲工作在高開關頻率下會成為一個問題，在高開關頻率下，此反向電流充當了大漏電流；需要低tRR、QRR和軟體二管來避免瞬時擊穿并降低開關損耗。導通為電壓開關。在MOSFET通道關斷后，體二管再次導通，當次級電壓反向時，體二管恢復，這將增加擊穿的風險?；钴S二管可能需要在每個MOSFET上跨接一個緩沖電路；低QGD/QGS比。
采用飛兆半導體PowerTrench技術，RSP、COSS、CRSS、和QGD/QGS比均得以降低。PowerTrench MOSFET推薦用于次級有源整流。對于相同RDS（ON），PowerTrench的晶圓尺寸大約減小了30%，RSP減少了30%，因而在同步整流中降低了傳導損耗。
有源OR-ing
簡單形式的OR-ing器件是一種二管。當OR-ing二管失效時，將通過不允許電流流入輸入電源來對其進行保護。OR-ing二管允許電流以一個方向流動。它們用于隔離冗余電源，因而一個電源的失效不會影響整個系統。消除單點失效，允許系統使用剩余的冗余電源來保持運行。然而，實現這種隔離卻有難題。一旦該OR-ing二管到電流路徑中，則會產生額外的功率損耗和效率降低。該功率損耗會導致OR-ing二管發熱，因而需要增加散熱器，降低系統的功率密度。當二管關斷時，其反向恢復會成為一個問題——該二管須具有軟開關特性。為克服其中的一些問題，已使用了肖特基二管。這些二管和p-n二管之間的一個重要差異，就是減小的正向壓降和可忽略的反向恢復。普通硅二管的壓降介于0.7至1.7V之間；肖特基二管的正向電壓降在0.2至0.55V之間。雖然肖特基二管在用作OR-ing二管時，系統的傳導損耗降低，但肖特基二管卻具有較大漏電流——這將帶來傳導損耗。該損耗低于硅二管。
這個問題的替代解決方案是使用功率MOSFET替代肖特基二管。這引入了額外的MOSFET柵驅動器，增加了復雜性。MOSFET的RDSON須小，從而該MOSFET的壓降比肖特基二管的正向壓降低很多，這可稱為有源OR-ing?，F代低壓MOSFET的RDSON低——即便采用TO-220或D2PAK封裝，它也可以幾毫歐。飛兆半導體采用PQFN56封裝的FDS7650，對于30V MOSFET可以小到低于1毫歐。當OR-ing MOSFET導通時，它允許電流以任一方向流動。在失效情況下，冗余電源將產生大電流，因而OR-ing MOSFET須快速關斷。飛兆半導體的PowerTrench技術MOSFET也適用于這種
其它需要新型和特定MOSFET解決方案的近期應用，包括易于安裝在家庭車庫和商業停車場的電動汽車（EV）充電系統。這些EV充電系統將通過光伏（PV）太陽能系統和公用運行。壁掛式EV充電站須實現快速充電。對于通信電源而言，PV電池充電站也將變得重要。
三相電機驅動和UPS逆變器需要相同類型的MOSFET，但PV太陽能逆變器可能需要不同的MOSFET，如Ultra FRFET MOSFET和常規體二管MOSFET。近幾年，業界大量投資PV太陽能發電。大多數開始于住宅太陽能項目，但較大的商業項目正在出現：諸如多晶硅價格從2007年400美元/千克跌落至2009年70美元/千克等，都了大的市場。
正在普及的并網逆變器是一種將直流電轉換為交流電并注入現有公用的逆變器。直流電源由可再生能源產生，比如小型或大型的風力機組或PV太陽能電池板。該逆變器也被稱為同步逆變器。當連接至時，并網逆變器才會工作。今天市場上的逆變器采用了不同的拓撲設計，取決于設計的權衡要求。式逆變器采用不同設計，以按照整、滯后或功率因數供電。
對PV太陽能系統的市場需求早已存在，因為太陽能可以幫助降低高峰電力成本，能夠消除燃料成本的波動性，可為公用提供更多的電力，還可作為“綠色”能源進行推廣。
美國已經設定了目標，要求電力的80%來自綠色能源。原因如上所述，結合美國的目標，PV太陽能解決方案已經成為一個不斷的市場。這帶來了對MOSFET器件不斷的需求。如果優化不同拓撲的MOSFET器件，終端產品的解決方案可實現顯著的效率。
高開關頻率應用需要以RDSON為代價來降低MOSFET的寄生電容，而低頻應用卻要求以降低RDSON為優先級。對于單端應用，MOSFET體二管的恢復并不重要，但對于雙端應用卻重要，因為它們需要低tRR、QRR和更軟的體二級管恢復。在軟開關雙端應用中，這些要求對于性其重要。在硬開關應用中，隨著工作電壓增加，導通和關斷損耗也將增加。為減少關斷損耗，可以根據RDSON來優化CRSS和COSS。
MOSFET支持電壓開關（ZVS）和電流開關（ZCS）拓撲，不過IGBT卻支持ZCS拓撲。通常，IGBT用于大電流和低頻開關，而MOSFET則用于小電流和高頻開關?；旌夏Ｊ焦ぞ呖梢杂脕碓O計特定應用的MOSFET。在硅和溝槽技術方面的進展降低了導通電阻（RDSON）和其他動態寄生電容，并改進了MOSFET的體二管恢復性能。封裝技術也在這些特定應用的MOSFET中發揮了作用。
逆變器系統
DC-AC逆變器廣泛用于電機驅動、UPS和綠色能源系統。通常，高電壓和大功率的系統使用IGBT，但對于低壓、中壓和高壓（12V至400V輸入直流總線）而言，通常使用MOSFET。在用于太陽能逆變器、UPS逆變器和電機驅動逆變器的高頻DC-AC逆變器中，MOSFET已獲得普及。在直流總線電壓大于400V的某些應用中，高壓MOSFET被用于小功率應用。MOSFET具有一個固有的開關性能很差的體二管，該二管通常會在逆變器橋臂的互補MOSFET中帶來高開通損耗。在單開關或單端應用（例如PFC、正激或反激轉換器）中，體二管并未正向偏置，因而可以忽略它的存在。低載頻逆變器承受著附加輸出濾波器的尺寸、重量和成本的負擔；高載頻逆變器的優勢則是更小、更的低通濾波器設計。MOSFET是這些逆變器應用的理想之選，因為它們可以工作在較高的開關頻率下。這能減少射頻干擾（RFI），因為開關頻率電流分量在逆變器和輸出濾波器內部流動，從而消除了向外流動。
針對逆變器應用的MOSFET的要求包括：
特定的導通電阻（RSP）應該較小，來減少導通損耗。器件到器件的RDSON變化應該較小，這有兩個目的：在逆變器輸出端的DC分量較少，且該RDSON可以用于電流檢測來控制異常狀況（主要在低壓逆變器中）；對于相同的RDSON，低RSP可以減少晶圓尺寸，從而降。
當晶圓尺寸減小時，可以使用非箝位感應開關（UIS）。應該采用良好的UIS來設計MOSFET單元結構，且不能有太多的讓步。通常，對于相同的晶圓尺寸，相比平面MOSFET，現代溝槽MOSFET具有良好的UIS。薄晶圓減小了熱阻（RthJC），在這種情況下，較低的品質因數（FOM）可以表示為RSP×RthJC/UIS。3.良好的工作區（SOA）和較低的跨導。
會有少量柵漏電容（CGD）（米勒電荷），但CGD/CGS比須低。適度高的CGD可以幫助減少EMI。低的CGD增加了dv/dt，并因此增加了EMI。低CGD/CGS比降低了擊穿的可能性。這些逆變器不在高頻下工作，因而允許柵R有少許增加。因為這些逆變器工作在中等頻率上，所以可以允許有稍高的CGD和CGS。
即使在該應用中工作頻率已較低，但降低COSS有助于減少開關損耗。同時也允許稍微COSS。
開關期間的COSS和CGD突變會引起柵振蕩和較高過沖，長時間后將有可能損壞柵。這種情況下，高源漏dv/dt會成為問題。
高柵閾值電壓（VTH）可以實現更好的噪性和更好的MOSFET并聯。VTH應該過3V。
體二管恢復：需要具有低反向恢復電荷（QRR）和低反向恢復時間（tRR）的更軟、更快的體二級管。同時，軟度因子S（Tb/Ta）應大于1。這將減小體二管恢復dv/dt及逆變器直通的可能性。活躍的體二管會引起擊穿和高壓問題。
在某些情況下，需要高（IDM）脈沖漏電流能力來提供高（ISC）短路電流擾度、高輸出濾波器充電電流和高電機起動電流。
通過控制MOSFET的開通和關斷、dv/dt和di/dt，可控制EMI。
通過在晶圓上使用更多的絲焊來減少共源電感。
在快速體二管MOSFET中，體二管的電荷生命周期縮短，因而使得tRR和QRR減小，這導致帶體二管的MOSFET與外延二管相似。該特性使得該MOSFET成為針對各種不同應用的高頻逆變器（包括太陽能逆變器）的選擇。至于逆變器橋臂，二管由于無功電流而被迫正向導通，這使得它的特性更為重要。常規MOSFET體二管通常具有長反向恢復時間和高QRR。如果在負載電流從二管向逆變器橋臂的互補MOSFET轉換的過程中，體二管被迫正向導通了，那么在tRR的整個時間段，電源將被抽走很大的電流。這增加了MOSFET中的功率耗散，且降低了效率。而效率是重要的，尤其是對于太陽能逆變器而言。
活躍體二管還會引入瞬時直通狀況，例如，當其在高dv/dt下恢復，米勒電容中的位移電流能夠對柵充電到VTH以上，同時互補MOSFET會試圖導通。這可能引起總線電壓的瞬時短路，增加功率耗散并導致MOSFET失效。為避免此現象，可連接外部的SiC或常規硅二管與MOSFET反向并聯。因為MOSFET體二管的正向電壓較低，肖特基二管須與MOSFET串聯連接。另外，還須在MOSFET與肖特基二管組合的兩端跨接反并聯SiC。當MOSFET反偏時，外部SiC二管導通，并且串接的肖特基二管不允許MOSFET體二管導通。這種方案在太陽能逆變器中已經變得普及，可以效率，但卻增加了成本。
飛兆半導體采用FRFET的UniFET II MOSFET器件是一種高壓MOSFET技術功率器件，適合以上所列應用。與UniFET MOSFET相比，由于RSP減小，UniFET II器件的晶圓尺寸也減小，這有助于改進體二管恢復特性。這種器件目前有兩個版本：具有較好體二管的F型FRFET器件，和具有市場上QRR和tRR的U型Ultra FRFET MOSFET。Ultra FRFET型可以省去逆變器橋臂中的SiC和肖特基二管，同時相同的效率并降。在這種情況下，QRR已經從3100nC減少到260nC，并且二管開關損耗也顯著降低。
導通傳播延遲、電流和電壓振鈴被減小，串聯肖特基二管的傳導損耗也被消除。相比UniFET MOSFET，UniFET II器件還具有較低的COSS，因而開關損耗被減小。
電池供電離線UPS逆變器
在中壓應用中，飛兆半導體的PowerTrench MOSFET技術是針對此類逆變器的不錯的解決方案。
相比于相同MOSFET，其開通損耗也降低了約20%，如圖5所示。該體二管具有較低的tRR和QRR。根據表1，低QGD/QGS比了逆變器的性。這種MOSFET技術支持離線UPS逆變器。
開關電源市場
通過結合改進的電源電路拓撲和概念與改進的低損耗功率器件，開關電源行業在功率密度、效率和性方面，正在經歷性的發展。移相-脈寬調制-電壓開關-全橋（PS-PWM-FB-ZVS）和LLC諧振轉換器拓撲利用FRFET MOSFET作為功率開關實現了這些目標。LLC諧振轉換器通常用于較低功率應用，而PS-PWM-FB-ZVS則用于較高功率應用。這些拓撲具有以下優勢：減少了開關損耗；減少了EMI；相比準諧振拓撲減少了MOSFET應力；由于增加了開關頻率，了功率密度，因而減小了散熱器尺寸和變壓器尺寸。
用于移相全橋PWM-ZVS轉換器和LLC諧振轉換器應用的MOSFET要求包括：具有較低tRR和QRR以及軟度的快速軟恢復體二管MOSFET，這能dv/dt和di/dt擾性，降低二管電壓，并增加性；低QGD和QGD對QGS之比：在輕載下，將出現硬開關，并且高CGD*dv/dt會引起擊穿；在關斷和導通期間，柵內部較低的分布R對ZVS關斷和不均勻電流分布有益；輕載下，低COSS可擴展ZVS開關，此時 ZVS開關變為硬開關，低COSS將減少硬開關損耗；該拓撲工作在高頻下，需要優化的低CISS MOSFET。
以上應用推薦使用FRFET、UniFET II和SupreMOS MOSFET。常規MOSFET體二管會引起失效。例如SupreMOS MOSFET FRFET MOSFET（FCH47N60NF）就適用于此拓撲，因為tRR和QRR已有改進。另外，會引起失效的活躍二管也已改進。
離線式AC/DC
通常，AC電源經整流輸入大電容濾波器，且從該電源抽取的電流為大振幅窄脈沖，該級形成了SMPS的前端。大振幅電流脈沖將產生諧波，而引起對其它設備的嚴重干擾，并減少可以獲得的功率。失真的線路電壓將引起電容器過熱、電介質應力和緣過壓；失真的線路電流將增加配電損耗，并減少可用功率。利用功率因數校正，可以合管理規范，減少因上述應力而導致的器件失效，并通過增加從電源獲得的功率，改進器件效率。
功率因數校正是一種使輸入盡可能變成純阻性的方法。與典型的SMPS只有0.6到0.7的功率因數值相比，這令人滿意，因為電阻具有整功率因數。這使得配電系統能夠以效率運行。
功率因數控制升壓開關的要求包括：
低QGD×RSP品質因數。QGD和CGD會影響開關速率，低CGD和QGD會減少開關損耗，低RSP會減少傳導損耗。
對于硬開關和ZVS開關，低COSS將減少關斷損耗。
低CISS將減少柵驅動功率，因為PFC通常工作在100KHz以上的某個頻率。
高dv/dt擾能力以實現運行。
如果需要MOSFET并聯，高柵閾值電壓（VTHGS）（3~5V）可以提供幫助，并且其提供的擾性可經受dv/dt狀況再次出現帶來的影響。
動態開關期間，MOSFET寄生電容的突變會導致柵振蕩，而增加柵電壓。這會影響到長期的性。
柵R重要，因為高R會增加關斷損耗，尤其是在ZVS拓撲中。
針對這一應用，推薦使用UniFET、UniFET II、常規SuperFET和SupreMOS MOSFET。FCH76N60N是市場上采用TO-247封裝、具有RDS（ON）的結MOSFET之一。通過SupreMOS技術，設計工程師可以效率和功率密度。FCP190N60是新加入到SuperFET II系列MOSFET的產品。相比SuperFET I MOSFET，RSP了1/3，使之成為離線AC-DC應用的理想選擇。
次級側同步整流：同步整流也被稱為“有源”整流，它采用MOSFET替代二管。同步整流用于整流效率。通常，二管的壓降會在0.7V至1.5V之間變化，而在二管中產生較高功率損耗。在低壓DC/DC轉換器中，該壓降顯著，將導致效率下降。有時會使用肖特基整流器來代替硅二管，但由于電壓升高，其正向壓降也將增加。在低壓轉換器中，肖特基整流無法提供的效率，因而這些應用需要同步整流。
現代MOSFET的RSP已經顯著減小，并且MOSFET的動態參數也已得到優化。當二管被替換為這些有源受控MOSFET，便可實現同步整流。如今的MOSFET能夠有幾毫歐的導通電阻，并且可以顯著降低MOSFET的壓降，即便是在大電流下。相比二管整流，這顯著地了效率。同步整流不是硬開關，它在穩態下具有電壓轉換。在導通和關斷期間，MOSFET體二管導通，使得MOSFET的壓降為負，并引起CISS增加。由于這種軟開關，柵恒壓（plateau）轉變為，從而地減少了柵電荷。
以下是對同步整流的某些主要要求：低RSP；低動態寄生電容：這減少了柵驅動功率，因為同步整流電路通常工作在高頻下；低QRR和COSS減少了反向電流，當此拓撲工作在高開關頻率下會成為一個問題，在高開關頻率下，此反向電流充當了大漏電流；需要低tRR、QRR和軟體二管來避免瞬時擊穿并降低開關損耗。導通為電壓開關。在MOSFET通道關斷后，體二管再次導通，當次級電壓反向時，體二管恢復，這將增加擊穿的風險?；钴S二管可能需要在每個MOSFET上跨接一個緩沖電路；低QGD/QGS比。
采用飛兆半導體PowerTrench技術，RSP、COSS、CRSS、和QGD/QGS比均得以降低。PowerTrench MOSFET推薦用于次級有源整流。對于相同RDS（ON），PowerTrench的晶圓尺寸大約減小了30%，RSP減少了30%，因而在同步整流中降低了傳導損耗。
有源OR-ing
簡單形式的OR-ing器件是一種二管。當OR-ing二管失效時，將通過不允許電流流入輸入電源來對其進行保護。OR-ing二管允許電流以一個方向流動。它們用于隔離冗余電源，因而一個電源的失效不會影響整個系統。消除單點失效，允許系統使用剩余的冗余電源來保持運行。然而，實現這種隔離卻有難題。一旦該OR-ing二管到電流路徑中，則會產生額外的功率損耗和效率降低。該功率損耗會導致OR-ing二管發熱，因而需要增加散熱器，降低系統的功率密度。當二管關斷時，其反向恢復會成為一個問題——該二管須具有軟開關特性。為克服其中的一些問題，已使用了肖特基二管。這些二管和p-n二管之間的一個重要差異，就是減小的正向壓降和可忽略的反向恢復。普通硅二管的壓降介于0.7至1.7V之間；肖特基二管的正向電壓降在0.2至0.55V之間。雖然肖特基二管在用作OR-ing二管時，系統的傳導損耗降低，但肖特基二管卻具有較大漏電流——這將帶來傳導損耗。該損耗低于硅二管。
這個問題的替代解決方案是使用功率MOSFET替代肖特基二管。這引入了額外的MOSFET柵驅動器，增加了復雜性。MOSFET的RDSON須小，從而該MOSFET的壓降比肖特基二管的正向壓降低很多，這可稱為有源OR-ing?，F代低壓MOSFET的RDSON低——即便采用TO-220或D2PAK封裝，它也可以幾毫歐。飛兆半導體采用PQFN56封裝的FDS7650，對于30V MOSFET可以小到低于1毫歐。當OR-ing MOSFET導通時，它允許電流以任一方向流動。在失效情況下，冗余電源將產生大電流，因而OR-ing MOSFET須快速關斷。飛兆半導體的PowerTrench技術MOSFET也適用于這種
